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基于CSC03A实现的高性能,高PFC,低THD的隔离LED驱动电源设计方案

信息来源 : 网络 发布时间:2013-04-08 07:11 | 5797 次浏览

基于CSC03A+A433实现的高性能,高PFC,低THD的隔离LED驱动电源设计方案

   随着大功率LED光源的大量使用,对LED驱动器的技术要求是与日俱增。本文提供照明应用针对18W外置电源的设计。CSC03A应用在由临界电流模式控制IC所控制的反激转换电路,能够高效率,高性能。同时提供各种保护以提高驱动的可靠性。

  基于CSC03A+A433实现的LED驱动电源设计

  反激AC-DC转换从成本和功率密度的角度,仍是比二级转换更具吸引力的解决方案。反激AC-DC转换器可直接将AC输入电压转换成DC输出电压,并且不需要前稳压器,如图一所示:

图一 反激AC-DC转换器

图一 反激AC-DC转换器

  图二所示是返驰式反激AC-DC转换器的电路图。CSC03A是作为控制器使用,并应用CV(恒定电压)和CC(恒定电流)模式反馈电路,以防止过载和过压的情况。在LED照明中,输出一定是满载的情况,且如果LED的接面温度升高的话,LED的正向电压会降低。因此,在正常状态下,应该用CC模式来控制输出,而CV模式仅用于过电压保护。

图二 返驰式反激AC-DC转换器的电路图

图二 返驰式反激AC-DC转换器的电路图。

  CSC03A是CRM PFC控制器;其开关的开启时间是固定的,但关闭时间则会随着稳定状态而改变。因此,切换频率会随着图三中所示的输入电压变化而变化。

图三 切换频率随输入电压变化

图三 切换频率随输入电压变化

  图四所示为一次侧开关电流,二次侧二极管电流和闸极信号理论波形的图解。在零电流情况下,MOSFET Q 开启时,快恢复二极管(Fast Recovery Diode,FRD)Do 是关闭的,而在硬式切换的情况下,Q关闭时Do是开启的。

图四 理论波形

图四 理论波形

   设计范例

  此处为使用CSC03A实现的针对18W返驰式AC-DC外置电源的设计指南。

  表一所示为应用的系统参数。

表一 系统参数

表一 系统参数

  1.返驰式变压器的设计

  在返驰式转换器中,变压器是较容易饱和的,因为它只用于B-H回路的第一象限。此外,如果在临界导通模式中运作,则峰值电流会比在连续导通模式中高很多。因此,此处应该插入气隙以防止变压器饱和。

  在返驰式反激AC-DC转换器中也应该考虑合适的匝数比N1/N2,因为MOSFET的最大电压额定值和快恢复二极管(Fast Recovery Diode,FRD)与变压器的匝数比强烈相关。根据变压器的匝数比,MOSFET的漏极和源级电压额定值Vds与FRD的逆向电压额定值VR之间,存在着一种权衡关系。匝数比(N2/N1)较大时,FRD的VR要高,但MOSFET的Vds要低。相反地,匝数比较小时,会对MOSFET形成较高的电压压力,但FRD的VR会降低。

  从Po=η﹒Vin﹒Iin可得知,最大线电流为:

  如果切换频率fs远高于AC线频率fac,则可假设在一个切换周期内的输入电流是恒定的。 sfacf若要定义变压器的激磁电感,就必须定义最大周期。当应用最小输入电压时,最大切换周期发生在输入电压的峰值I in(max)_pk。此峰值可定义为:

  其值分别为:

  变压器一次侧电压VT定义为:

  同样,峰值电流为:

  因此,激磁电感可用下列公式求得:

  有数种方式可用来定义所需电感的匝数,但最普遍和最简单的方式是使用AL-值。将AL-值套入下列公式中便可获得匝数:

  但是,如果在磁芯中插入气隙,设计人员便应找出AL-值。此应用方案采用EFD25磁芯骨架,因此可通过方程式(6)算出一次侧的匝数为75。实际绕制变压器,一次侧匝数为70。实测激磁电感为1.12MH。

  利用下列方程式算出二次侧匝数为:

  实际绕制,输出调整为33圈。

  2.MOSFET 和 FRD

  MOSFET压力应力计算方程式为:

  其中Vsn是缓冲电路的最大电容器电压,Vf为返驰电压,VLr为在变压器漏电感处的振铃电压。Vf可由推到而得,而VLr一般估计为返驰电压Vf的1.5倍。因此,MOSFET的最大电压可用下列公式求得:

  最大RMS电流和峰值电流分别为:

  因此,在考虑到余量时,会选择N通道增强型MOSFET,7N65C(650V,7A)。

  FRD的最大逆向电压和顺向峰值电流分别为:

  因此,在考虑到余量时,会选择SF26.

  3.缓冲电路设计

图五 缓冲电路

图五 缓冲电路

  在返驰式转换器中,Lleak和Coss之间的谐振会导致极高的电压突波,在关闭期间可能会对MOSFET造成

损害。此电压突波必须受到抑制。因此必须使用缓冲电路来防止MOSFET发生故障。


  因此:

  Lleak为初级电感漏感。

缓冲电路的最大功耗可表示为:

  最大功耗为:

  其中Vc=Vsn=Vf+Vlr

  因此,可算出电阻值Rsn:

  缓冲电路的最大涟波电压可用下列公式求得:

  缓冲电容的结果值越大,电压涟波越低,但功耗会增加。因此,选择适当的值很重要。一般而言,依照合理的估算,可决定缓冲电路的突波电压为返驰电压Vf的1.5倍,而涟波电压△vc 为50V.因此,缓冲电阻和电容可用下列方程求得:

  式中Lleak为初级电感漏感,取值15uH。

  其中,最小工作周期可用下列公式求得:

  4.检测电阻

图6 检测电阻电路

图六 检测电阻电路

  CSC03A的CS管脚在瞬态期间或过载的情况下,会限制峰值电流并保护MOSFET.通常在合理的情况下,会限制为切换峰值电流的1.5倍。切换峰值电流的限制位准和检测电阻可用下列公式求得:

  5.次级反馈

  LED照明的电源供应器必须是以恒定电流(CC)模式来控制。

  次级恒流采样

  A433是三端可编程并联稳压二极管,通过2个外部的电阻可从VERF编程至36V.灌电流能力1mA~50mA,采用低压基准196mV.可靠的全范围温度系数。

  其应用优点:1.元器件个数少,电路更优化

  2.焊接成本低

  3.不需要大功率采样电阻

  4.恒流精度更易控制

  5.配合优良变压器,电路整体效率提高

  实验结果

  为验证本技术应用文件中的设计指南的有效性,建立实物测试。

图七:基于CSC6562A+A433的18W应用电路图

图七:基于CSC03A+A433的18W应用电路图

表二:基于CSC03A+A433的18W(45V,400MA)应用方案实测数据

表二:基于CSC6562A+A433的18W(45V,400MA)应用方案实测数据

  本文小结

  针对LED市场的日益发展,对驱动电源的更高要求。CSC03A以全新的设计理念,具备全电压输入,低反馈电压,高PFC,宽输出电压电流范围,高输出功率,高效率,设计灵活,优异的热管理,高可靠性,容易获得EMI/安规的认证的全面设计特点,更适用于LED照明驱动电源的应用。

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